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混合波束成形接收器動態範圍(下)
從理論到實踐
[作者 ADI]   2023年10月28日 星期六 瀏覽人次: [2155]

本文介紹相位陣列混合波束成形架構中接收器動態範圍指標的測量與分析的比較。測量使用32通道開發平台進行驗證分析。下篇著重於分析開發平台接收器性能,並與測量結果進行比較。最後,就觀察結果討論,藉以提供一個可用於預測更大系統性能的測量與建模基準。


本文繼上篇回顧子陣列波束成形接收器的分析,重點是處理類比子陣列中訊號合併點處的訊號增益與雜訊增益之間的差異;本期下篇將從分析開發平台接收器性能,以及與測量結果進行比較。


實測資料

測試設備

用於提供接收器輸入、LO、ADC採樣時脈和整個系統參考時脈的具體實驗室設備,如表二所示。系統內的數位化儀IC用於擷取以下結果中顯示的樣本。(測試設定如上篇的圖二和圖三所示)


表二 用於後文中資料獲取部分的測試設備

設備功能

品牌/型號

注釋

接收器輸入源

Keysight E8267D接32通道類比分路器

發射/接收模組的輸入針對-50 dBm的功率水準進行校準

LO

Keysight E8267D

上/下變頻器板的輸入為5 dBm

ADC時脈

Rohde & Schwarz SMA100B

AD9081接受12 GHz輸入頻率,內部3分頻後提供4 GSPS ADC時脈

參考時脈

Keysight N5182B

100 MHz頻率


校準

對於所有測量,在資料分析之前都會進行校準。該系統由32個天線元件、8個BFIC和一個包含4個ADC的數位化儀IC組成。每個數位化儀IC的ADC訊號鏈都包括數位下變頻器形式的強化型數位訊號處理(DSP)模組,其中的數位控制振盪器(NCO)能夠在子陣列級別將相移應用於每個數位化通道。因此,8個天線元件形成本文所定義的單個子陣列,共用一個公共ADC和DSP訊號鏈。系統提供的相位和幅度調整在類比域通過BFIC實現,在數位域通過NCO和可編程有限脈衝響應(PFIR)模組實現。


最初選擇通道1作為所有其他通道對齊的基線。在類比域內,BFIC可變增益放大器(VGA)用於對齊整個陣列的幅度,而BFIC移相器(PS)用於對齊子陣列內的相位。在數位域內,使用NCO相位偏移對齊每個子陣列的相位。


校準開始於一次使能每個子陣列的一個類比頻道(例如通道1、通道3、通道17和通道19,如圖六右側所示),因此總共四個訊號同時被數位化儀IC上的四個ADC數位化。如此可以計算與每個子陣列之間的相位誤差直接相關的每個子陣列通道的相對相位偏移誤差。計算出所有三個通道相對於基準通道1的相位偏移誤差後,應用所計算的NCO相位偏移,並基於每個通道補償此相位誤差,以使所有子陣列在相位上對齊。



圖六 : 校準利用類比相位控制和數位相位控制旋鈕
圖六 : 校準利用類比相位控制和數位相位控制旋鈕

然後禁用子陣列2、3、4中的三個原始通道,並致能子陣列2、3、4中的另外三個通道。相對於子陣列1上的基線通道1同時擷取所有四個通道,可以計算這三個新通道的相位誤差。一旦計算出這些相位誤差,就可以使用BFIC移相器補償此相位誤差。透過重複該過程直到所有通道在類比和數位域中都相位對齊,而為對齊子陣列1中的每個通道,子陣列2中相位對齊的通道3用於比較點,因為它在校準序列的第一步之前已經相位對齊。結果是類比相位調整補償子陣列內的相位誤差,而NCO相位偏移補償跨子陣列的相位誤差。


FFT

所有性能測量均基於連續波(CW)資料擷取的FFT進行評估。訊號產生器設定為相關頻率,並且在FFT中不應用加權。圖七顯示單音測量的代表性FFT。



圖七 : 單音FFT,RF輸入為~10 GHz、–50 dBm,LO = 14.5 GHz、5 dBm,ADC速率為4 GSPS,粗NCO = 550 MHz,DDC:16倍、250 MSPS I/Q資料速率,FFT樣本數為4096
圖七 : 單音FFT,RF輸入為~10 GHz、–50 dBm,LO = 14.5 GHz、5 dBm,ADC速率為4 GSPS,粗NCO = 550 MHz,DDC:16倍、250 MSPS I/Q資料速率,FFT樣本數為4096

從左到右的曲線分別對應如下情況:致能單一元件,子陣列中的所有八個元件,以及四個子陣列數位合併。從這些FFT可以觀察混合波束成形對接收器動態範圍的影響。


‧ 當子陣列中啟用N個元件時,訊號功率增加20logN。雜訊功率也會增加,整體SNR會提高。


‧ 當子陣列以數位方式合併時,資料有所成長。基於額外位執行FFT會導致相對於滿量程的訊號位準保持不變,但相對於滿量程的雜訊降低。


‧ 許多元件上的雜散內容的幅度在子陣列級別上會增加,但子陣列之間不相關,雜散內容在全陣列級別上降低到雜訊中。


圖八顯示雙音測量的代表性FFT。從左到右的曲線分別對應如下情況:致能單一元件,子陣列中的所有八個元件,以及四個子陣列數位合併。FFT跨度減小以實現互調產物的視覺化。



圖八 : 雙音FFT,RF輸入:~10 GHz、–50 dBm,LO = 14.5 GHz、5 dBm,ADC速率為4 GSPS,粗NCO = 550 MHz,DDC:16倍、250 MSPS I/Q資料速率,FFT樣本數為4096,曲線放大至±10 MHz。
圖八 : 雙音FFT,RF輸入:~10 GHz、–50 dBm,LO = 14.5 GHz、5 dBm,ADC速率為4 GSPS,粗NCO = 550 MHz,DDC:16倍、250 MSPS I/Q資料速率,FFT樣本數為4096,曲線放大至±10 MHz。

互調產物隨致能的元件數量增加而增加。這是因為合併器之後的電路的功率更高,因此互調產物也更高。然而,當類比子陣列以數位方式合併時,雙音訊號和互調產物的幅度均接近平均值。


在此測試配置的情況下,觀察到主載波邊緣外的相位雜訊相關。在該配置中,所有通道都有一個公共LO、一個公共RF輸入和一個公共電源。實際上,對於大型陣列,應該避免這種情況。


L性能測量


圖九 : 接收器性能測量
圖九 : 接收器性能測量

圖九全面總結了接收器性能測量。圖九a是不同頻率的FFT相對於滿量程的幅度。使用此資料和輸入功率,可以計算接收器滿量程位準,如圖九b所示。圖九c是在FFT處理中計算的雜訊譜密度(NSD),單位為dBFS/Hz。載波周圍的幾個FFT頻段被移除,因此雜訊代表白色雜訊,不受測試配置的相位雜訊影響。


基於圖九a和圖九c可以計算訊號雜訊(SNR),如圖九d所示。觀察到兩種效應:一、在子陣列級別,SNR增幅略高於10logN。這是因為合併後的雜訊功率更高,合併器之後元件的雜訊係數影響較小。二、當子陣列以數位方式合併時,SNR增幅為10logN。


圖九e顯示了單一元件、子陣列和全數位化陣列的無雜散動態範圍(SFDR)。隨著更多元件加入陣列,我們看到性能持續改進,顯示測試配置中的所有雜散都是不相關的。圖九f顯示了輸入三階互調截點(IIP3)。此結果直覺來自雙音FFT。由於互調產物增多,子陣列IIP3較低。陣列級IIP3接近子陣列級的平均值。


請注意,對於所有測量,資料都非常接近串聯分析中的建模值。除了圖九d和圖九e之外的圖形都包含建模值。圖九d和九e是間接確定的,未在試算表中明確定義,故不包含建模值。


觀察結果總結

從所有訊號在相位和幅度上對齊的假設開始,測量結果與預測非常吻合。級聯分析要求在類比合併器處分離訊號增益和雜訊增益。基於雜訊輸入和元件折合到輸入端的雜訊追蹤雜訊功率是一種有效的方法。


在子陣列級別,當開啟通道時:


‧ SNR改善幅度略大於10logN。


o 訊號增加20logN。


o 雜訊增加略小於10logN。


 類比合併器之後的雜訊功率較大。


 類比合併器之後元件的NF影響較小。


‧ 類比合併器之後元件的訊號較大,因此當訊號合併時,IIP3


會降低。


‧ 雜散一般在類比子陣列內部相關。這是因為訊號源在類比


合併器之後,無論微波通道使能與否,都會測量到相同的


雜散。


當子陣列以數位方式合併時:


‧ 訊號雜訊提高10logN


o 訊號功率保持不變


o 雜訊功率(單位為dBFS/Hz)降低


‧ IIP3接近平均值


‧ 觀察到的雜散在不同數位通道之間是不相關的。


相關的相位雜訊項值得注意。在此測試配置中觀察到相關的相位雜訊。可以從圖八中的近載波雜訊看出,其中頻率軸被放大到夠大以顯示該效應。使用來自測試設備的公共微波輸入和LO輸入。表示微波訊號和LO相位雜訊相關。共用電源也可能導致相關貢獻,電壓在此測試配置中共用。在該測試配置中,我們在接收器測試期間沒有除錯相關相位雜訊的主要來源。但是,我們已注意到此將是該硬體的未來研究領域之一。


(本文作者為ADI技術主管Peter Delos、應用工程師Sam Ringwood及首席電氣設計工程師Michael Jones)


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